IEEE 802.3af标准的受电设备电源设计

2019-11-04 20:49:28

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供稿：网友

　　ＩＥＥＥ８０２．３ａｆ标准对以太网供电（ＰＯＥ）做出了详尽的规定，它答应通过以太网传输数据的同时提供４８Ｖ电源，ＩＥＥＥ８０２．３ａｆ标准中定义的电源供电设备（ＰＳＥ）是能够通过１０ＢＡＳＥ－Ｔ、１００ＢＡＳＥ－Ｔ或者１０００ＢＡＳＥ－Ｔ网络提供电源的ＤＴＥ或者Ｍｉｄｓｐａｎ设备，而ＩＥＥＥ８０２．３ａｆ标准中定义的受电设备（ＰＤ）则是通过网络从电源供电设备（ＰＳＥ）取得电源的设备。ＩＥＥＥ８０２．３ａｆ标准中规定的ＰＳＥ可以提供约１３Ｗ功率。从而使小型数据设备可以通过它们的以太网连接获得电源，而不需要从墙上的交流电源插座获取电源。这些设备包括数字ＶｏＩＰ电话、网络无线接入点、因特网设备、计算机电话、安全摄像机或任何以太网连接的数据设备。ＩＥＥＥ８０２．３ａｆ标准的推出，大大扩展了以太网的应用，同时也给以太网带来了巨大的发展空间。
　　
　　１　ＭＡＸ５９４１的功能
　　ＭＡＸ５９４１Ａ／ＭＡＸ５９４１Ｂ是一款高度集成的电源ＩＣ，适用于以太网供电（ＰＯＥ）系统中的受电设备（ＰＤ）。ＭＡＸ５９４１Ａ／ＭＡＸ５９４１Ｂ有两个功能，一是提供ＰＳＥ与ＰＤ之间的接口，二是通过ＤＣ－ＤＣＰＷＭ控制器实现４８Ｖ电源转换以输出５Ｖ或者ＰＤ所需要的电压，输出电压可实现隔离或者非隔离。ＭＡＸ５９４１Ａ的最大占空比为８５％，可用于反激式转换器。ＭＡＸ５９４１Ｂ的占空比限制在５０％以内，主要用于单端正激式转换器中。
　　
　　２ＩＥＥＥ８０２．３ａｆ标准的ＰＤ接口特性
　　ＭＡＸ５９４１的ＰＤ接口特性符合ＩＥＥＥ８０２．３ａｆ标准，可为ＰＤ提供侦测特征信号和分级信号，此外，ＭＡＸ５９４１还集成了一个具有可编程浪涌电流控制功能的集成隔离开关，同时还具有宽滞回供电模式欠压锁定（ＵＶＬＯ）以及“电源好”状态输出等功能。
　　
　　在侦测和分级期间，由于集成的ＭＯＳＦＥＴ可提供ＰＤ隔离，ＭＡＸ５９４１可保证侦测阶段的泄漏电流失调小于１０μＡ。其可编程限流功能可防止上电期间产生很高的浪涌电流。这些器件的ＵＶＬＯ供电模式具有宽滞回和长故障消隐时间等特性，因而可补偿电压在双绞电缆上的阻性衰减，并确保系统在侦测、分级和上／掉电诸状态间无扰动地转换。ＭＡＸ５９４１的ＵＶＬＯ门限可调，并具有一个兼容于ＩＥＥＥ８０２．３ａｆ标准的缺省值。ＭＡＸ５９４１可工作于ＰＤ前带有或不带二级管桥的设计中。
　　　 IEEE 802.3af标准的受电设备电源设计（图一）

　　ＭＡＸ５９４１有三种不同的工作模式：ＰＤ侦测、ＰＤ分级和ＰＤ供电模式。
　　
　　侦测模式（１．４Ｖ≤ＶＩＮ≤１０．１Ｖ）下，供电设备（ＰＳＥ）将向ＶＩＮ施加两种１．４Ｖ～１０．１Ｖ范围内的电压（最小步长１Ｖ），然后记录两个点的电流值，并由ＰＳＥ计算ΔＶ／ΔＩ，以确认２５．５ｋΩ特征电阻是否存在。在此模式下，ＭＡＸ５９４１内部的大部分电路处于关闭状态，失调电流小于１０μＡ。假如施加在ＰＤ上的电压有可能被颠倒，则需要在输入端安装保护二极管，以免对ＭＡＸ５９４１造成内部损伤。由于ＰＳＥ使用斜率技术（ΔＶ／ΔＩ）来计算特征阻抗，这样，保护二极管引起的直流偏差已被扣除，因而不会影响侦测过程。
　　
　　分级模式（１２．６Ｖ≤ＶＩＮ≤２０Ｖ）下，ＰＳＥ根据ＰＤ所要求的功率对ＰＤ进行分级。以便ＰＳＥ高效地治理功率分配。ＩＥＥＥ８０２．３ａｆ标准定义了五个不同的级别。分级电流可由连接在ＲＣＬ与ＶＥＥ之间的外部电阻（ＲＣＬ）来设定。ＰＳＥ通过在ＰＤ输入端施加一个电压，以及测量流出ＰＳＥ的电流来确定ＰＤ的分级。当ＰＳＥ施加一个介于１２．６Ｖ～２０Ｖ之间的电压时。ＰＳＥ利用分级电流信息区分ＰＤ所需要的功率。分级电流包括２５．５ｋΩ侦测特征电阻吸收的电流和ＭＡＸ５９４１的电源电流，ＰＤ吸收的总电流应在ＩＥＥＥ８０２．３ａｆ标准要求之内。进入供电模式后，分级电流将被关断。
　　
　　供电模式下，当ＶＩＮ上升至欠压锁定门限( ＶＵＶ-ＬＯ,ＯＮ)以上时，ＭＡＸ５９４１将逐步开启内部Ｎ沟道ＭＯＳＦＥＴ管Ｑ１。图１是ＭＡＸ５９４１的内部接口电路框图。ＭＡＸ５９４１用一个恒流（典型值为１０μＡ）对Ｑ１栅极充电。Ｑ１的漏－栅电容限制了ＭＯＳＦＥＴ漏极电压的上升速率，因而限制了浪涌电流。为了降低浪涌电流，也可在外部添加漏－栅电容。当Ｑ１的漏－源电压降至１．２Ｖ以下，且栅－源电压高于５Ｖ时，ＭＡＸ５９４１会发出“电源好”信号。由于ＭＡＸ５９４１具有较宽的ＵＶＬＯ滞回和关断消隐时间，因而可补偿双绞电缆的高阻抗。
　　
　　３用ＭＡＸ５９４１实现４８Ｖ电源转换
　　ＭＡＸ５９４１是电流模式的ＰＷＭ控制器，可将４８Ｖ输入电源转换成５Ｖ电压输出，ＭＡＸ５９４１用内部稳压器取代高功耗的启动电阻，这不但可为ＭＡＸ５９４１提供启动所需的电能，还能稳定第三（偏置）绕组的输出电压，从而为ＩＣ提供稳定的工作电源。开始启动时，调节器将Ｖ＋调整到ＶＣＣ并为器件提供偏置。启动之后，改由ＶＤＤ稳压器从第三绕组输出稳定的ＶＣＣ。此结构只需一只很小的电容即可对第三绕组的输出进行滤波，从而省下了一只滤波电感的成本。
　　
　　在设计第三绕组时，所设计的线圈匝数应保证最小反射电压始终大于１２．７Ｖ。而最大反射电压则必须小于３６Ｖ。
　　
　　为降低功耗，当ＶＤＤ电压达到１２．７Ｖ后，可以将高压调节器关掉。这样可以降低功耗并改善效率。假如ＶＣＣ降低到欠压锁定门限（ＶＣＣ＝６．６Ｖ）以下，低压调节器将被关闭，电路重新进入软启动。此时欠压锁定状态ＭＯＳＦＥＴ驱动器的输出（ＮＤＲＶ）保持为低。
　　
　　假如输入电压介于１３～３６Ｖ之间，只要不超出最大功耗，就可以将Ｖ＋和ＶＤＤ连接到线电压。这样就可省掉第三绕组。
　　
　　４ＭＡＸ５９４１的设计实例
　　ＭＡＸ５９４１的一般设计步骤如下：
　　
　　●确定具体需求
　　
　　●设定输出电压
　　
　　●计算变压器主、副绕组匝比
　　
　　●计算复位绕组与主绕组匝比
　　
　　●计算第三绕组与主绕组匝比
　　
　　●计算检流电阻值
　　
　　●计算输出电感值
　　
　　●选择输出电容。
　　 IEEE 802.3af标准的受电设备电源设计（图二）

　　图２是用ＭＡＸ５９４１Ｂ设计的正激式ＤＣ／ＤＣ转换器，具体计算如下：
　　
　　(１)对于３０Ｖ≤ＶＩＮ≤６７Ｖ，ＶＯＵＴ＝５Ｖ，ＩＯＵＴ＝１０Ａ，ＶＲＩＰＰＬＥ≤５０ｍＶ的要求。开启门限应设为３８．６Ｖ。
　　
　　(２)设定输出电压时，可根据下式计算电阻Ｒ１和Ｒ２：
　　
　　ＶＲＥＦ／ＶＯＵＴ＝Ｒ２／(Ｒ１＋Ｒ２)
　　
　　式中ＶＲＥＦ是并联调节器的基准电压。
　　
　　（３）根据最小输入电压和ＭＡＸ５９４１Ｂ的最大占空比下限（４４％）计算变压器匝比时，为了能够使用漏－源击穿电压小于２００Ｖ的ＭＯＳＦＥＴ，本设计选用最大占空比为５０％的ＭＡＸ５９４１Ｂ。然后根据下式计算匝数比：
　　
　　ＮＳ／ＮＰ≥（ＶＯＵＴ＋ＶＤ１×ＤＭＡＸ）／（ＤＭＡＸ×ＶＩＮ＿ＭＩＮ）
　　
　　式中：ＮＳ／ＮＰ为匝数比（ＮＳ是副绕组匝数，ＮＰ是主绕组匝数），ＶＯＵＴ为输出电压（５Ｖ），ＶＤ１为Ｄ１上的压降（功率肖特基二极管典型压降为０．５Ｖ），ＤＭＡＸ为最大工作占空比的最小值（４４％），ＶＩＮ＿ＭＩＮ为最小输入电压（３０Ｖ），对于本例：ＮＳ／ＮＰ≥０．３９５，选择ＮＰ＝１４时，ＮＳ＝６。
　　
　　（４）较低的复位绕组匝比（ＮＲ／ＮＰ）可确保变压器中的所有能量在最大占空比下的关闭周期内能够全部返回Ｖ＋。可用下式来确定复位绕组匝比：
　　
　　ＮＲ≤ＮＰ×（１－ＤＭＡＸ＇）／ＤＭＡＸ＇
　　
　　式中：ＮＲ／ＮＰ为复位绕组匝比，ＤＭＡＸ＇为占空比的最大值（５０％），计算ＮＲ＝１４。
　　
　　（５）选择第三绕组匝比（ＮＴ／ＮＰ），以使最小输入电压能够在ＶＤＤ处提供最小工作电压（１３Ｖ）。可采用下式计算第三绕组匝比：
　　
　　ＮＰ（ＶＤＤＭＩＮ＋０．７）／ＶＩＮ＿ＭＩＮ≤ＮＴ≤ＮＰ（ＶＤＤＭＡＸ＋０．７）／ＶＩＮ＿ＭＡＸ
　　
　　式中：ＶＤＤＭＩＮ是最小ＶＤＤ电源电压（１３Ｖ），ＶＤＤＭＡＸ是最大ＶＤＤ电源电压（３０Ｖ），ＶＩＮ＿ＭＩＮ是最小输入电压（３０Ｖ），ＶＩＮ＿ＭＡＸ是最大输入电压（本设计为６７Ｖ），ＮＰ是主绕组匝数，ＮＴ是第三绕组匝数：可选择ＮＴ＝７。
　　
　　（６）根据下式选择ＲＳＥＮＳＥ：
　　
　　ＲＳＥＮＳＥ≤ＶＩＬＩＭ／（ＮＳ×１．２×ＩＯＵＴＭＡＸ／ＮＰ）
　　
　　式中：ＶＩＬＩＭ是检流比较器的触发门限电压（０．４６５Ｖ），ＮＳ／ＮＰ是副端匝比（本例为５／１４），ＩＯＵＴＭＡＸ是最大直流输出电流（本例为１０Ａ），ＲＳＥＮＳＥ选９０．４ｍΩ。
　　
　　（７）选择电感时，应使电感中的峰值纹波电流（ＬＩＲ）介于最大输出电流的１０％和２０％之间：
　　
　　Ｌ≥(ＶＯＵＴ＋ＶＤ)(１－ＤＭＩＮ)／(２ＬＩＲ×２７５ｋＨｚ×ＩＯＵＴＭＡＸ)
　　
　　式中ＶＤ是输出肖特基二极管的正向压降（０．５Ｖ），ＬＩＲ是电感纹波电流与直流输出电流之比。本例中，Ｌ选４．０１μＨ。
　　
　　（８）输出滤波电容的容量和ＥＳＲ可决定输出纹波。选择低ＥＳＲ电容有利于满足纹波电压的要求。图２中选择了三只５６０μＦ的电容。

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